作者 主题:DIY高分辨率多斜率转换器 (Read 34904 times)

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 离线 克莱因斯坦

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« 在以下问题上回复#25: 六月02,2019,07:04:03下午»
ADC启动的确切时序并不重要。至少在低偏置OP的情况下,保持状态下的漂移不大。我发现在2次转换的时间内,漂移约为3 LSB(其中133 LSB对应于250 ns的慢斜率或12 ns的-13.3 V基准电压)的漂移(两次转换(略大于100 µs))。因此,约4 µs的不确定性不是一个真正的问题。
如果确实需要,可以从一开始就启动ADC(例如,在启动结束时关闭ADC),这样一来读数大约为56 µs或/和大约110 µs。

显示的波形看起来比没有C17 / R20的波形要好一些。使用C17 / R20和OP时,有一个峰值,但只有很少的超调。因此,我认为通过第三次尝试就可以找到良好的价值。 OP模型可能并非在所有方面都那么精确。对于非常快的部分,开环输出阻抗可能会产生一些影响-因此,尽管GBW相似,但TLE2071的行为可能与OPA172完全不同。不同的OP(精度OP不太重要)可能需要不同的补偿。另一点可能是开关-LTspice知道不能准确地模拟开关电荷注入。我现在使用的铁氧体磁珠为300欧姆-我首次尝试无数据的THT类型。
无论如何,在积分器输入端进行测量可能很棘手-探头可能会影响稳定。因此,我在IC11(当前为OPA1641)的输出端具有测试点(LSP6),该测试点也显示出稳定状态(方波-或多或少是积分器输入处峰值的积分),但灵敏度要低得多加载。
 

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« 在以下回复#26: 六月08,2019,05:14:15下午»
在ADc电路上的其他一些测试:

为了获得更低的噪声,我在积分器输入(R1,R2,R3)处并联了一个电阻,现在并联了2x 50K。积分上限增加到约3.2 nF以保持在范围内。这是以可能会产生更高INL误差为代价的,但是对于线性测试而言,减少噪声和增加INL是一件好事。
INL测试与以前一样,使用2种不同的启动版本,一种采用40 kHz调制,一种采用120 kHz调制,以测量相同的缓慢变化的电压。这主要是针对较短范围的INL误差(例如,慢斜率贡献误差或开关伪像)进行的测试。

前两个图显示了线性测试的数据。每个点均来自平均40毫秒的25次转换的平均值。如此慢的转换并因此减少了噪声。 结果看起来很有希望:周期较大的部分可能很大一部分(>2/3)从较快的模式,这也使用了相当短的切换时间。对于较大范围的压降,其偏差约为1 µV,因此约为0.1 ppm FS。在这里'不确定这实际上是一个INL错误-5 V电源可能仍然会有一些变化,从而影响电荷注入。在正常操作中,自动归零将解决大部分此类问题。

同样,使用较小的积分电阻器,我还进行了较长时间短时的噪声测试。随附的是Alavar软件的报告。垂直刻度/单位为  µV. 两次转换并分别发送数据的水平刻度约为70ms。 因此,短时噪声(Allan 德 v。曲线的第一点)在大约560 nV处达到8位数米的水平。
较长时间噪声不会降低,因为该测试没有自动归零,因此输入缓冲器和OPA1641中的OPA145产生了相当多的1 / f噪声 (放大2倍)。
 

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« 在以下回复#27: 六月29,2019,08:49:56下午»
对ADC的一个小更新,其中包含一些原始的INL测试:

此处的早期测试显示了相当的自发热效果。因此,直接使用电流ADC会导致INL较差(INL误差约为10 ppm)。为了避免自热效应,我使用了快速增益测量。这不是一个新的想法,但已在吉时利19x系列等旧式数字万用表中使用。因此,ADC测量一系列输入信号,零和7 V参考电压(LM399)。结果是
U = (U_信号-U_0)/(U_7-U_0)
这样可以改善增益稳定性和INL,但会增加一点噪声,从而将ADC噪声有效地添加到基准中。由于ADC本身的鼻子非常低,与LM399相比,这并不多。

对于INL测试,我使用一个简单的基于LM399的参考源,该参考源带有一个放大至9.3 V的放大器,带有12个相等电阻器和缓冲器的分压器。因此,有2个缓冲输出:一个为9.3 V,一个为从0.775至9.3 V的可选电压。该参考电压由单独的旧式12 V壁式电源供电。
 
为了选择信号电压,在一侧(ADC的接地)使用了一个简单的机械SPDT开关,在另一侧使用了ADC板上的MUX。一个序列由4个电压读数组成,其中包括1个或2个零读数。理想情况下,如果ADC是线性的,则两个读数之和减去其他两个读数应为零-偏差表示INL误差。

第一个测试是经典的翻转测试,测量极性和两个零读数的外部基准,以补偿可能取决于输入的失调。在9,3 V和7 V时,翻转误差在1 µV范围内很小。

下一个INL测试是测量2个电压,这些电压加起来构成固定的9.3 V电平。
安德烈亚斯 在这里描述了这样的测试:
//www.163115.com/forum/metrology/dmm-linearity-comparison/msg1351979/#msg1351979
到目前为止,测试显示该序列的误差约为5-15 µV(到目前为止已在4.65 V,3.88 V和3.1 V上进行了测试)。这对应于大约0.3-1 ppm的INL误差。这不如希望的那样好,但对于低成本ADC仍然很有利。

似乎仍然存在一些EMI问题,因为电缆和屏蔽的确切位置有所不同。由于频率效应比热电动势高,所以标称零读数(最高约6 µV)的偏移似乎更多。此外,缓冲区的自举还不能很好地工作,并且在切换时会大量加载输入。在进行更多的INL测试(更多的点和更多的重复以降低不确定性)之前,应首先解决这2个弱点。
 

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« 在以下回复#28: 六月30,2019,08:38:05上午»
原理图..
 
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« 在以下回复#29: 六月30,2019,09:33:08上午»
参考单元类似于所示的原理图:到OP的反馈是整个链向上的一步,因此只有9.3V。我的电阻器为1.91K(有些NOS我摆放得相当不错,尽管只标出了100 ppm / K级)。

为了进行稳定性检查,我还对外部参考进行了常规阅读。曲线显示了可见的爆米花噪声,以及一些偏低的异常值。 我不确定是什么原因导致异常值 -它们在原始数据中甚至更明显,仅影响外部读数。
与读取ADC内部参考相比,读取外部参考的噪声明显更高。因此,大多数噪声可能是由于两个参考(LM399 AH和LM399H)引起的。爆米花噪声引起的跳变约为3.5 µV(从平均数据中可以更好地看到)-我认为这对于LM399来说是正常的。

由于背景零漂移,很难分辨2个参考中的哪个引起爆米花噪声。

尽管目前不多(仅1.5 K和1 µF),但ADC上有一些用于基准的滤波。可能有机会使用更多的过滤功能(例如,大约5 K和大约10 µF)。 通常,参考过滤不被认为是有效的,但是值得对构成读数的所有3次转换使用相同的参考水平。
 
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« 在以下方面回复#30: 六月30,2019,12:55:21下午»
你好,

您可以在DG408(IC7)的外部输入+ GND之间放置一个1-10nF的电容器,以查看电压降是否与EMI有关。

最诚挚的问候

安德烈亚斯
 

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« 在以下回复#31: 六月30,2019,05:25:57下午»
我将缓冲放大器的电源从真正的自举形式转换​​为具有额外OP缓冲器(OPA172)的系统,以从输入信号驱动电源电压中心。这似乎在可能的EMI问题上得到了改善。至少似乎不再那么敏感了。切换仍然会产生一些效果,但是与旧的自举版本相比,切换效果要好得多(例如,大小为1/4)。

一个输入装有1 nF(朝向信号地),但看不到任何差异。它'更像是电容会增加开关相关电荷脉冲的效果。也许我可能必须添加一种预充电阶段,以便敏感输入不会'看不到完整的开关尖峰。

但是,在当前相当高的温度下(大约27 C的室温),泄漏电流(可能来自DG408)相当高:我为一个输入测量了大约250 pA(用330 K电阻器额外偏移了85 µV)。因此,偏移电压可能只是输入电流,而输入处有22 K电阻。到目前为止,我还没有清洗助焊剂-因此它也可能从那里泄漏。

下一个测试将使用DG508B(具有较低的规定泄漏)而不是DG408。
 

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« 在以下回复#32: 六月30,2019,05:38:47下午»
我将缓冲放大器的电源从真正的自举形式转换​​为具有额外OP缓冲器(OPA172)的系统,以从输入信号驱动电源电压中心。
有趣。有可用的原理图吗?

一个输入装有1 nF(朝向信号地),但看不到任何差异。
您究竟将1nF放在哪里?在22K之前或之后(跨输入保护二极管)。

最诚挚的问候

安德烈亚斯
 

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« 在以下回复#33: 六月30,2019,07:35:14下午»
电容盖直接位于DG408多路复用器上,因此位于电阻器后面。我的外部参考源无法驱动电容性负载(仅OP输出) 所以我不能直接在输入端设置上限

附件是新缓冲区的原理图部分。绿色的 (旧型)LED正在替换2.7 V齐纳二极管。齐纳二极管为5.6 V.
我可以在板上构建修改后的电路,因为有一个可选OP占用空间(用于完全不同的选件),因此我很幸运能够只用几根短的桥接线和一个角度的LED进行选件。
 
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« 在以下回复#34: 七月02,2019,03:56:32下午»
为什么通过12k将OPA172的引脚3连接到输入?我将引脚3直接连接到OPA145的引脚6/2。
为什么只有5V6?

引用
尽管目前不多(仅1.5 K和1 µF),但ADC上有一些用于基准的滤波。可能有机会使用更多的过滤功能(例如,大约5 K和大约10 µF)。 通常,参考过滤不被认为是有效的,但是值得对构成读数的所有3次转换使用相同的参考水平。
该电阻的最大可接受热噪声是多少?

« 上次编辑:imo七月02,2019,04:08:07 pm »
 

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« 在以下回复#35: 七月02,2019,05:08:59下午»
12 K电阻器偏高一点,甚至可能不需要电阻器。 我添加了OPA172作为一种穿通/凸凹的方式,无论如何,我还需要一些距离来安装电阻。确切的电阻值应该无关紧要,因为OP172仅适合第一次近似。

OPA145仅使用约5 V的电源供电,因此尽管电源有限(+ -15 V),总的输出范围还是很大的-约-14 V至约+11.5V。向OP驱动电源的目的是改善线性度。 OPA145非常适合普通OP,但仍不能确保其INL优于1 ppm。驱动电源应确保缓冲器具有很好的线性度。

滤波中的电阻会增加噪声(与OP结合使用时会产生热噪声和电阻)'的电流噪声)。噪声必须与参考噪声进行比较。对于LM399,这是赫兹的每平方根约100 nV。此外,OP偏差可能会产生一些偏差。我认为最高可达10K。对于非常低的频率,滤波实际上并不实用-我看到最大增益在RC值高达100 ms的范围内。这是在约20 ms零,20 ms外部信号和20 ms参考电压的测量周期内求平均值。参考值仅对信号转换很重要,因此仅为时间的1/3。另外,使用其他三分之二的时间也应有助于降低噪音。低频滤波的效率较低,因为无论如何转换都需要进行平均。 代替非常低的频率滤波(例如20 K和500 µF(低泄漏)),我更喜欢第二个LM399。

另一点 would be filtering of the signal itself - this would be filtering before the MUX - again mainly to bridge the 60 ms measurement cycle. However this would effect the settling at the input. So one would still need the choice of the direct signal 要么 the filtered signal.
 

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« 在以下回复#36: 七月06,2019,03:52:06下午»
唐'假设您将拥有当前PCB的图像?试图了解您面临的一些情况,以期改善该项目。

I'重新绘制了对我而言有意义的原理图,以展开许多交叉连接,(如果组件在200范围内,则将其添加;如果组件在300范围内而不是381,则无法读取现有参考文献后,IC3变成U1,因为在重命名后用名称代替U而不是IC时名称发生冲突,并且TC变成晶体管的Q)

同样在复制现有的东西的同时,抓到了我不喜欢的东西't quite follow?

1. R23连接到普通接地,而不是模拟接地,是否在您的当前布局中使用或忽略?
2.您的+ 15V电源轨没有像其他电源轨一样具有100uF输出电容器吗?

最后,我可以看到,自从基于引导供应的初始原理图以来,许多值已经更改,是否有可能更新原理图?
 

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« 在以下回复#37: 七月06,2019,05:09:54下午»
缓冲放大器已更改,并且现在似乎工作得更好。 可能有一些简化(例如仅使用来自正极的电流源和直接使用OP来驱动OPA145的负电源)。对于MUX,我已经测试了DG408和DG508,两者之间的差异不大。额外的330 K的额外偏移似乎更多是由于瞬态效应引起的,而不仅仅是简单的偏置电流。因此,输入缓冲区/多路复用器似乎仍然存在一些较小的问题。

对于电路的其余部分,没有更大的变化。 R1,R2,R3更改为大约25 K(并行2x50 K),尽管46 K版本也差不多(噪声稍高,但线性可能更好)。仅有25 K时,集成电容也变大了(现在并行为2.2 nF(PS)+1 nF(NP0))。

该板现在实际上具有计划中的LM399参考(在仅填充LM329之前)。

不再使用C24(在LV4053处为100 µF)-它无济于事。

R23到达正常地面。这是故意不向模拟/信号地发送调制电流。无论如何,确切的电平并不重要,因为该电阻的主要目的是使D2两端的电压保持较小,并将电流从D10发送至地面。理想情况下,在关键的最终阶段,D2上的电压仍应很小,例如小于100-200 mV。正常的GND和AGND始终通过线桥(底部的红色菱形线)连接。因此,差异很小,更像是可能的尖峰信号,可能只有几个µV。

重绘的原理图在大多数地方看起来不错,但有一些怪癖:
U2的Pin3到达R10和R11之间的点。
R13应该更大-我认为大约47K。
U9引脚3的参考信号来自电容器C13。 C13可能很快会变为4.7 µF,以进行更多的基准滤波。

对于输入,我只有一个输入带有一个额外的过滤器帽-该帽不能很好地工作,因为要花很长时间才能充电。因此,DG408的1 nF电容可能会减小-更像是100 pF。

从底部看的图片不是很清晰,但是无论如何都很难阅读OP标签。
 

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« 在以下回复#38: 七月07,2019,09:32:32上午»
在我的旧原理图上的U13附近发现一个错误,并实现了您提到的更改。

模拟积分器部分似乎显示出-9.78mV附近的零点,这是故意的吗? (比较器切换时的积分器电压)

当积分器的U13电压高于+ 0.5V左右时,mcp6002不在其共模范围(vss-0.3)内,它没有超过最大规格,只是退出了共模,并想知道U13中未使用的放大器是否用作解决方法

当您从积分器上的零电压降至nV时,U13实际上会执行可用的放大,例如确实可以调整10K微调电位器的效果,好像您可以将微调电位器更改为AIN0并使用ADC引脚直接测量该引脚(如果这将有助于校准的任何部分),并使其通过ADC多路复用器保持连接以进行正常操作。 (现在看来,其输出将在零点处的积分电容器上代表约0.8uV)


« 上次编辑:2019年7月7日,09:56:25通过Rerouter »
 

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« 在以下回复#39: 七月07,2019,12:07:47下午»
当比较器切换时,积分器输出上的小偏移量不是问题,因为只有差异很重要。准确的触发点由10 K微调器设定。 U13有时会进入输出饱和状态,但不应退出共模状态(因为+输入始终为+ 150mV)。反相输入电压可能会略有负电压,但这仅在阶段期间无关紧要。 因此,无需解决此问题,只需稍微不同的电阻器就可以避免这种情况。进一步调整直流电平,使其保持在斜率放大器(带二极管反馈的NE5534)的线性范围内。

10 K电位器确实改变了事情:它为比较器设置了触发点,因此设置了ADC在µC中看到的典型偏移以及使用了斜率放大器的哪一部分。但是,该设置只需要在相当大的有效范围内即可,确切的设置并不重要。因此,使用多圈修剪器是过大的选择。目前,我有大约1圈的底池,它只能改变使用的ADC范围的一部分,而不能改变最终结果。 电位计的正确设置可以随软件更改或使用不同的电容器而有所变化,因此对于电位计而言,它是很好的。最终的解决方案可能会采用固定电阻器或1或2位R2R DAC来解决。真正不需要修剪锅进行校准- 主要避免使用µC内部ADC的限制。 随着增益的增加,使用更多的µC内部ADC分辨率,设置将变得更加关键。在没有慢斜率的版本中可能就是这种情况(例如对称参考)。 这可能是一个选择,因为它将允许使用标准电阻器阵列进行参考放大。

目前,MCP6002的第二半用于测量平均积分器输出电压 (3个装在电阻器中,黄色的盖子在底部)。另一种用途(计划在PCB上)是使用它来读取温度-尽管位置不太好。

LSP6是一个测试点,用于检查积分器的建立(C17,C37,R10,R20),那里的电阻器可以减少可能的探查效应。

C17是 不是2.2 nF而是220 pF,并且当前未填充C37。
重绘的原理图中还有另一个错误:R24在U4和U13B之间,而不是与R40串联。

对于前面的问题:正电源实际上是一个100 µF或类似的电容-它是'在U6附近陷入。
最初,我只在负电源上安装了电容器,因为一些7915像使用ESR的电容一样,而7815则与't need it.

另一个变化的迹象是,µC的VCC电源中有一个铁氧体磁珠。这也为DG408 5 V电源供电。
当前的电路板使用盒装振荡器,但是只有µC的晶体也可以工作,并且之前已经过测试(盒装振荡器没有明显改善)。
 

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« 在以下回复#40: 七月07,2019,12:09:54下午»
输入缓冲器-模拟它时,输出电压并未位于OPA145 Vcc / Vee的中间,这是我所期望的。

PS:也许是"typo"在您上面的示意图中?
« 最后编辑:imo于July 07,2019,12:18:53 pm »
 

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« 在以下回复#41: 七月07,2019,12:37:00下午»
IMO,这是因为我们使用LED和齐纳二极管,在那里组合的压降决定了运算放大器的电源电压,但是由于每个都贡献了不同的电压量,同时偏置在同一中心点,因此导致输出更偏向LED偏置导轨。
 

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« 在以下回复#42: 七月07,2019,12:47:15下午»
我建议使用对称版本,例如,该版本在ADA4528上产生3.9V(例如)。
PS:通过LED的电流约为175uA。
« 上次编辑:imo七月07,2019,01:00:56 pm »
 

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« 在以下回复#43: 七月07,2019,12:55:23下午»
当您将其加载到模拟器中时,是否可以通过更改7个主电阻中的任何一个来查看是否有更好的线性度或电压裕量增益(参数分析)
 

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« 在以下回复#44: 七月07,2019,01:04:15下午»
SIM文件..
« 上次编辑:imo七月07,2019,01:45:37 pm »
 

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« 在以下回复#45: 七月07,2019,01:18:44下午»
OPA145的电源略有不对称是有意的:OP145是单电源,可以在低电压下很好地工作,但在正电源附近不能很好地工作。在电流电路中,仅5.6 V齐纳二极管-VBE设置电源。 LED设置OPA145所能看到的共模电压-中间的点并不特殊。达到下限时,OPA145可以降低至更低水平(并关闭LED),并且仍具有5 V电源并提供良好的输出。在具有2个LED的电路中,由于电源电压会降低,因此工作范围略小。   

另一点 这个选择只是可用的零件:我有很多5.6 V齐纳二极管(希望获得幸运的低噪声类型),但是没有很多低压齐纳二极管,没有合适的LED可获得约6 V的总和。我可以测试一个稍高的齐纳二极管,以防万一我接近正极限或供应不足。

对于参考爆米花噪声,我进行了另一个测试,测量了9 V电池。不出所料,也有爆米花噪声-因此,两个参考都有可能导致爆米花噪声。至少ADC上的LM399并不是特别出色。

另一个测试更令人困惑:将ADC编程为进行4次转换  对于 4 一个循环中的MUX通道。有两个通道的读数为零,一个带有22 K的电阻,另一个没有(内部零)。第3次转换是内部7 V参考电压。循环中的第4次转换将变为不同的电压。

理想情况下,零读数应该给出相同的结果,也许是偏置电流乘以22 K的微小偏差。但是,差异确实取决于第四通道,这也是零读数之前的读数。因此,从一次读数到以下转换似乎有某种记忆/溢出。该测试使用1个PLC和2个PLC转换完成,然后进行平均约100个周期以降低噪声。从图中可以看出,在某些情况下,差异大约与第四读取电压成正比  1 and 0.5 µV / V。因此,对于更快的1 PLC转换而言,效果会更大,这不足为奇。

MUX设置中的更改是在调试阶段的开始。因此,在下一次转换开始之前,输入缓冲器需要大约200 µs(由于aux读数而相对较长)才能稳定下来。通常没有任何规格可以稳定到ppm级,但我不知道'不要期望缓冲区那么慢。
 

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« 在以下回复#46: 七月07,2019,02:02:54下午»
使用您的缓冲器原理图(opa140 + opa171,第33页),从7V到小于约1uV的稳定时间需要aprox 360us(1nF)和37us(100pF C16电容)。
« 最后编辑:imo七月07,2019,02:09:39 pm »
 

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« 在以下回复#47: 七月07,2019,08:40:36下午»
每个开关上都有一些漏极电容,我想这就是导致过渡的原因。因此,如果我正确阅读此信息,则每个开关本质上有40-80pF。
 

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« 在以下回复#48: 七月07,2019,09:50:48下午»
对于线性测试,为什么使用单独的基准来给分压器供电以生成测试电压,而不是使用ADC'参考?应该在测量测试电压时消除大部分(如果不是全部)参考噪声,而不是将这两个参考噪声相加?显然ADC'在信号和零位测量期间,仍会存在s的跨界噪声。
 

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« 在以下回复#49: 七月08,2019,06:45:22上午»
到目前为止,我已经完成了3种类型的线性测试。第一种是使用具有不同启动时间的两种模式来测量相同的电压-在这里,只有参考电压的非常短的时间变化才输入到这里,并且这些变化不是很大,可以被过滤。该测试主要用于细微的摆动,比DNL多一点,并且不包括某些效果
第二次测试 线性度测试由Andreas建议。该测试需要隔离的基准电压(例如约10 V)  and 'divider',这样一来就测出2个电压之和'10 V'。由于接地连接已移动,因此必须隔离参考电压。
第三项测试是经典的翻身测试。因此,通过反转引线来测量正电压和负电压。这也需要一个孤立的参考。

我已经计划了另一种以欧姆模式进行的测试测试-但是,我为缓冲区中的第二个OP重新使用了为当前电源计划的部分。因此,我可能不会在当前主板上进行此测试。


对于奇怪的结转/缓慢摆放问题,我进行了更多测试:从DG408更改为DG508差别不大。同样,在OPA172输入上删除12 K也无效。但是,多路复用器输出处的附加电容(或仅仅是电缆)会使情况变得更糟。

由于MUX本身,大约60 pF的电容不会对22 K串联电阻产生明显的延迟。那's仅约1.2 µs的时间常数,因此比200 µs的延迟(带有辅助读数的耗尽时间)要短得多。如果只是简单的指数衰减,则RC至少需要20 µs且不超过5 ms(因为较慢的转换影响较小)。
 


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