作者 主题:DIY高分辨率多斜率转换器 (Read 34905 times)

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离线 克莱因斯坦

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DIY高分辨率多斜率转换器
« 上: 五月27,2019,08:12:53下午»
在论坛上,我已经展示了一些由μC控制的多斜率7星彩开奖的想法和部分。
//www.163115.com/forum/projects/multislope-design/
所以在这里我最后将我的多斜率7星彩开奖版本显示为"complete"项目在单独的线程中。硬件方面基本上已经完成,还有一些电阻/电容值需要调整。该板不仅仅是纯7星彩开奖。它还包括基准(LM399或LM329),缓冲放大器和用于输入的MUX。因此它是一个有限的电压表(只有10 V范围,几乎没有保护),没有显示部分。当前,使用PC来显示和保存数据。电源来自2x18 V(2x15V可能更好)的变压器。 5 V部分可以使用较低的电压(当前仅使用串联电阻)。

该软件当前支持基本功能,包括MUX和一些调试功能。 7星彩开奖部分通过光隔离的UART发送原始结果,而参考地(PC)正在进行转换成最终结果。

硬件方面相对简单,带有用于控制的µC(Atmel Mega48),xx4053开关和7个OP。对于性能而言,电阻的1 OP和6(7)主要很重要。但是,即使使用简单的零件(例如用于积分器的TL072 OP和100 ppm / K电阻器),该电路也可以令人惊讶地良好工作。计划中给出的OP是当前使用的OP。

所示电路是测试板的略微简化版本-省略了替代和可选部件以及ISP连接器。我知道该计划不容易阅读-抱歉。

板上可选的附加功能包括其他电阻器/参考脚印,可选的固定振荡器,更多的电容,用于检测溢出的LM393比较器,用于1通道的MUX之前的输入缓冲器,简单的电流源以及可选的缓冲器7星彩开奖的接地返回电流。

从硬件方面看,7星彩开奖与HP 34401有点相似:
-通过积分器输入处的xx4053进行切换。这里使用74LV4053作为轻微升级。
-2 OP集成器(基本为标准),但具有更现代的OP。
-尽管集成了存储器的更现代的7星彩开奖仍使用µC作为辅助7星彩开奖。
-使用连续积分而不是重置积分器。由µC内部7星彩开奖读取初始和最终电荷,而不是从零开始。

与34401不同,它没有ASIC,控制直接来自µC。主要区别在于,我的版本还包括一个更经典的调试阶段,并且这种方式可以达到更高的分辨率,而在某种程度上,由于更现代的OP所产生的噪声也更低。因此,7星彩开奖位于吉时利2000中使用的经典多斜率7星彩开奖与34401的连续积分变化之间。

软件方面有些棘手,因为程序使用程序速度进行计时,因此是在ASM中编写的,并仔细检查了计时。但是,只有如此的时间才是真正的转换。因此,时间关键部件已经准备就绪。
除了实际的7星彩开奖转换外,还有很多代码可用于2次内部校准测量。一种是测量参考电流的比率。另一个是相对于基准电流来测量µC内部7星彩开奖的比例。使用测量的比率,不需要3个合理的(例如1%)相等的积分器输入电阻,无需特殊且精确的电阻比。

目前,PC端程序是用Turbo Pascal编写的。该软件假定在RS232中构建。因此,对于现代PC,将需要对其进行重写,例如支持USB转UART桥接器。功能并不那么复杂,即使像AVR这样的简单µC也应该可以完成这项工作(尽管使用第二个UART或USB接口会有所帮助)。

尽管硬件简单(大约与一个良好的多斜率7星彩开奖一样简单),但7星彩开奖本身的噪声却非常低。目前,对于1个PLC自动归零读数,我得到的RMS RMS略低于1 µV RMS,对于7位分辨率来说已经足够好了,而且通常受参考的限制。

与普通DMM相比,输入MUX(DG408,可选DG508)具有相当大的泄漏电流,并且没有太多保护。实用的电压表将需要一个较低的泄漏多路复用器,一个放大器而不是缓冲器和更多的保护。另一种扩展是在板子前面增加一个放大器(AZ)和保护级-这更像是板子的预期扩展。 ISP连接器也可以用于控制此类前端。

到目前为止,我只进行了部分线性测试。结果看起来很有希望,局部线性误差低。但是,该测试并不包括所有的INL光源(尤其是热效应),并且对更平滑的背景(例如背景光)不敏感。正方形或立方的贡献。完整的INL测试仍处于打开状态。

到目前为止,我不知道'除了目前使用的电阻器,看不到线性比34401更差的原因。
因此,如果需要非常好的线性度和稳定的增益,则电阻的选择可能是一个主题。下面显示的测试数据的电阻匹配不太好,导致增益漂移约为12 ppm / K。我认为这对于15 ppm / K级电阻器来说是很不幸的-以前使用更简单的电阻器会更好。
 
当前的董事会有一些障碍,但没有那么多。
虽然基本运行,但仍有一些部分尚未完成或有待改进:
-更好的去耦/接地布线(尤其是更好的EMI容限)
-板上的可选部件(例如比较器是否溢出)
-加速从目前的约200 µs加速到约60 µs。
-为低INL(U³部分)和增益漂移使用更好的电阻器
-更快的转换模式,例如1 ms(需要快速的UART接口,可能需要更短的数据格式)
-准确调整积分时间,以更好地抑制嗡嗡声
-外部前端控制
-PC软件:更改为C(使用µC)或Python(用于PC或Raspberry)

附件为:
1)电路图(简化)
2)AVR的ASM代码+ PC的Pascal代码(压缩)
3)数据图:参考读数的相对大小与作为温度传感器的二极管电压的关系。
数据为点,每个点具有20毫秒积分,在预热15分钟左右。 
4)样本数据文件的头(带有一些注释)

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« 在以下方面回复#1: 五月28,2019,12:58:12上午»

很棒的项目。

您如何执行INL测试?
 

离线 克莱因斯坦

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« 在以下问题上回复#2: 五月28,2019,07:01:22上午»
INL测试是困难的部分。对于最终测试,我将不得不将设备发送给配备适当高端齿轮(校准器和8位数字万用表)的人员。

我可以做的测试分两个步骤。第一部分是测试INL曲线中可能出现的细微摆动:我已将7星彩开奖编程为通过使用不同的调制频率来使用2种不同版本的启动。这会将大多数短程INL误差移至不同的电压电平。在这两种模式下,电压变化都比缓慢变化的要大。理想情况下,两个版本应给出相同的结果。由于来自开关的电荷注入和类似的影响,存在很小的差异,该差异应该是恒定的。因此,对于INL曲线中可能出现的细微摆动,两种模式的不同是一个很好且非常敏感的测试。 我做了很多这样的测试,尤其是对于一个运行部分不太好的旧版本,这里的测试确实在局部范围内显示了一些问题。较新的启动版本从根本上解决了该问题。
此测试有点不寻常,需要直接控制7星彩开奖,但它速度快且噪声低,因此可以解决很小的错误(例如<0.1 ppm范围)不带特殊齿轮。由于两个读数使用相同的参考,因此它对参考噪声和漂移不敏感。 我仍然必须在新版本上以更高的分辨率/平均和更大的范围重复此测试。
也可以仅通过观察大容量瓶盖的排放曲线来进行这种粗略的首次测试:虽然不一定总是完全遵循指数,但它应该相当平滑,并且局部INL误差或DNL误差会显示为与平滑的曲线。附带的是这样的测量:水平轴是具有-400 mV偏移和42 µV步进的电压(7星彩开奖内部单位=负基准的时钟周期),垂直标度是µV。 这些是非AZ模式下的原始数据。电压范围 (大约1:1 PMW)是较旧的启动版本显示50 µV范围内的误差的地方。在这个范围内,与DA有关的误差也会出现,因为平均积分电压会发生相当大的变化。因此,DA在这里不是重要的问题。 :-+

第二组测试仍在进行中。要寻找的主要INL部分是平滑的远程部分,例如U²和U³贡献。第一个测试是所谓的翻转测试,它使用一个外部隔离基准,并用两个极性对其进行测量。这种测试均方。对于奇数功率,需要增加一个偏移量,或者使用更多的测试点并测量差值,检查是否正确测量了两个电压的总和。  此测试需要7星彩开奖板和外部基准均具有稳定且低噪声的基准,并且热EMF可能会引起相当多的额外误差。因此,尽管仅需要几个测试点(例如10个),但此测试并不容易且快速。在这里高端校准器确实会有所帮助。

在进行INL测试之前,我必须解决漂移问题-因此请更换电阻器。好像很糟糕(TC太高)。
 
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« 在以下方面回复#3: 五月28,2019,07:57:34上午»
I'我一直在关注其他线程,我可以看到 很多 工作已经涉及到这一点。  It'认为我们可以构建自己的设备达到这种性能水平非常酷,尤其是当我们执行的任务需要极高的精度而不需要高性能万用表的全部色域时。

您认为您可以对电路的哪些部分做些简短的评论吗?
 

离线 克莱因斯坦

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« 在以下方面回复#4: 五月28,2019,09:51:44上午»
关于电路部分的一些评论:

电路的左上角部分(OPs IC8,IC9)是参考部分,放大到大约14 V和-13.3V。该电路没有太多特殊之处。与许多数字万用表不同的是,对参考信号的过滤很少,因为较高频率的噪声(大约50 kHz)会导致噪声。电压不对称是很不寻常的-两个参考电压一起用作较小斜率下降步骤的有效0.7 V电平。

电源部分是线性稳压器的正常+ -15 V和+5 V,适用于双15-18 V / 10 V AC(市电或开关模式)。


运放IC11和IC2组成一个2 OP积分器,以在输入端获得非常低的电压。 2 OP集成器几乎是标准的。
IC11(使用的是OPA1641,以后可能是OPA145)负责低频(高达1 MHz)。该OP需要低噪声,因为该OP的噪声大约放大了2倍。
OP IC2负责较高的频率,而不太重要,它应该很快。 C17和R20可以帮助积分器的建立-合适的值取决于所用的OP以及寄生电容。 C37存在于商用电路中-我没有发现它有帮助,因此没有人居住,但我将其保留在这里以防万一。如果IC11是基于BJT的OP,则可能需要。 R10 / R11正在有效降低IC11的速度,正确的值取决于所使用的OP。

积分器的电源通过R31 / R32隔离,因此至少交流电流主要流经C6和C14,并因此流经受控路径。作为C6 / C14的替代品,我测试了一个接地缓冲器(有点像Keithley 2002中使用的缓冲器),该缓冲器也由相同的供电岛供电-但差异不大。所以c6 / c14只是更简单的方法。 

4053开关非常类似于34401,将电流切换到积分器。它们通过R35(铁氧体磁珠)或积分器接地。与34401不同的是,我对3个开关有单独的控制并加以利用。当输入电流在集成器处接地或虚拟接地时,即使输入电压和参考电压为+ -14 V,使用低压(5 V)CMOS开关也没有问题。开关基本上在零电平下工作。电阻器R1,R2,R3是我运气不佳的电阻器(R1对高TC来说是最关键的)。 R1的自热可能是影响INL的主要因素之一。因此,在最终版本中,这将是一个很好的版本(例如绕线或带有R2,R3的箔或电阻器阵列)。

像IC4(NE5534)这样的放大器称为斜率放大器,通常在反馈中只有2个二极管(无D10)。它将积分器的输出电压放大到零附近,并具有用于钳位电压的二极管。 IC4的输出介于-0.6 V至+ 1.2 V之间。D10和R23的线性范围约为0至+ 500 mV。
IC4的输出 通过R40和R34进入µC内部比较器进行电平转换。这是"zero-crossing"比较器用于启动和关闭。
R15设置比较器的实际触发电平。

OP IC13B可以提供大约-20的另一种放大,其输出限制为0-5 V,该电流将送到µC内部7星彩开奖。
由于µC内部7星彩开奖的速度很慢,因此它与积分器一起处于停止模式。因此,IC13B不必太快-有限的带宽甚至可以提供帮助。

带有晶体管的IC12是具有自举电源的缓冲放大器(目前尚未使用自举部分)。电路应以这种方式工作,但最好稍微改变D9的下侧。自举有助于从缓冲器获得非常好的线性度,因为OP的共模电压基本恒定。之所以选择OPA145,是因为它具有低噪声,合理的快速度和较低的电流消耗。缓冲放大器产生的热量可能是INL的来源。
 
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« 在以下问题上回复#5: 五月28,2019,11:19:26上午»
您能否详细介绍一下停机时间和残余7星彩开奖测量的机理,plz?
« 上次编辑:2019年5月28日,12:32:12 pm通过imo »
 

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« 在以下方面回复#6: 五月28,2019,05:00:27下午»
有关控制序列的更多详细信息:

除了具有下降的经典多斜率之外,还有连续积分的7星彩开奖变化(例如34401和更高版本),请参见美国专利5117227(1991)。
这些7星彩开奖不't使用中断和积分器复位。取而代之的是,它们在转换的开始和结束时都使用辅助7星彩开奖在积分器中测量电荷。两个阶段之间相加的净电荷与差异成正比。这样可以避免在调试中浪费时间,因此在高速下可以是一个好主意。如果初始电荷的测量足够准确,则无需重置积分器。

该辅助7星彩开奖的比例因子取决于积分电容器和电阻器的值,​​因此不稳定。这将辅助7星彩开奖的有用分辨率限制为大约8-12位。为了获得高分辨率,需要使用辅助7星彩开奖进行读取之前需要更高的分辨率。传统上,这具有很高的调制频率,但是该路径是有限且困难的。

我的7星彩开奖使用额外的下降阶段来获得额外的分辨率。这与经典的MS-7星彩开奖非常相似:断开输入,并根据比较器信号控制参考(仍然通过µC)。在我的情况下,它首先是比负基准更强的正基准(即使积分器已经为负,至少持续1µs),最后两个都一起形成较小的斜率。经过这两个经典的降低步骤,然后由µC内部7星彩开奖读取较小的余量。
因此,辅助7星彩开奖并非要取代运行时间,而只是为了支持它并取代复位阶段。

由于分辨率非常好(积分器上的1 LSB对应于大约10 µV),因此不再需要复位。由于仅辅助7星彩开奖的两个读数之间的差进入放大器,因此不必是直流稳定的。即使有人使用复位(例如用于触发测量),仍然会使用初始读数作为辅助7星彩开奖的零点。

衰减和7星彩开奖读数仍然可以相当快:实际衰减大约需要60 µs,等待放大器稳定大约需要20 µs,7星彩开奖采样大约需要20 µs。当前,对于结束和开始有单独的读数,有时还有来自不同通道的辅助读数(例如,温度)。在经典形式下,复位阶段通常需要花费一些时间-通常比我读取7星彩开奖所需的时间更多。

总体而言,分辨率约为上电时的10位,下电时的10-11位以及µC内部7星彩开奖的约7-8位。因此,有足够的标称分辨率,因此即使只有大约1 ms的积分时间,量化噪声也不会成为问题。通常,µC内部7星彩开奖的最终读数会有点嘈杂-完整分辨率用于内部校准,并且可能会在将来很短的集成时间。

对于启动部分,我现在使用一个简单的3步模式,即正,负和变量(取决于比较器)阶段。这有点像在34401和3458中使用的那样。早期版本具有4步模式(2个可变阶段,如US 5200752)。由于某些原因,两个可变相位之间存在微小的差异,并且在该范围的中心确实会累积该差异。它背后的基本错误可能仍然存在,但不会在这么短的范围内出现,而是一步一步地出现(例如0.01 ppm范围)。所以'它更像是一次增益贡献和一点点DNL,而不是一次数百个这样的步骤产生的INL问题。
 
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« 在以下方面回复#7: 五月29,2019,05:41:44上午»
感谢您提供额外的信息。 我想知道自举放大器的用途是什么,以及'获得最佳输入共模以减少失真'很有道理。

我注意到“项目”线程中的某些照片似乎显示了CPLD,但是您'现在重新使用AVR和汇编代码进行计时。 我完全接受仔细的汇编代码将提供准确的时间安排,但是我想知道是否减少了 等待时间 CPLD提供任何好处?

而且看起来像你'将AVR内部的内部带隙基准用于辅助7星彩开奖(可能还有比较器?)。 这些性能可能很差,所以您考虑过从LM399引用来的令人愉快的想法。  :-/O? 还是漂移足够小't matter?
 

离线 克莱因斯坦

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« 在以下方面回复#8: 2019年5月29日,下午02:02:14»
我目前使用5 V稳压器作为µC内部7星彩开奖的参考。 但是,该µC内部7星彩开奖仅适用于较低的7-8位(仅噪声为4位)。因此,漂移并不是那么重要,从长远来看,无论如何,比例因子还是需要额外的测量。在板上,我有电阻器用于设置LM399的µC参考,但尚未安装。

比较器仅使用5 V进行电平转换,因此理想情况下,两侧的影响都将抵消。另外,比较器仅用于一阶近似。来自比较器的小误差将通过7星彩开奖读数进行校正。 µC内部7星彩开奖实际使用的部分只有大约7-8位,因此还有一些余量用于校正以及比较器的漂移和噪声。 µC内部比较器的性能出乎意料地好,因此,经典器件设置的带有上升和下降的前21位在边缘处显示的噪声很小。

CPLD可以对比较器提供更快的响应,从而减少延迟。通过将小斜率下降部分的时间从当前的20 µs减少到大约10 µs,或者可能完全避免慢速相位,这将有所帮助。 但是,增益校准可能仍需要精细的参考电平,这可以通过正常的输入路径进行。它也可以提供更多的分辨率。但是7星彩开奖部分可以弥补这一点。噪声限制约为24-25位,因此标称分辨率(噪声之前)为28位,29位或30位无关紧要。不利的一面是,CPLD需要一个外部比较器和7星彩开奖。 µC的延迟(大约6个周期)还算不错。 µC甚至不需要非常高的时钟-我当前使用的外部时钟单元恰好是16 MHz。它也可以在8 MHz的晶体上正常工作(使用更快的固定振荡器并没有多大帮助-只是快速降低了频率)。 比较器本身可能会有一些额外的延迟。

对于非常快速的转换,在后台控制UART的过程可能有些棘手,因此调制速度受µC限制。尽管使用了非常快的(10 MHZ GBW)OP,但模拟积分器似乎仍然是极限,我不知道'我的7星彩开奖不需要超快速调制。 我目前使用40 kHz,可能会达到200 kHz,而使用更快的积分器可能约为500 kHz。但是,更快的调制也会导致额外的噪声和INL。为了精确起见,我更喜欢较慢的调制。
 

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« 在以下问题上回复#9: 2019年5月29日,下午04:16:48»
尽管硬件简单(大约与一个良好的多斜率7星彩开奖一样简单),但7星彩开奖本身的噪声却非常低。目前,对于1个PLC自动归零读数,我得到的RMS RMS略低于1 µV RMS,对于7位分辨率来说已经足够好了,而且通常受参考的限制。

您能否再详细解释一下7星彩开奖噪声的测量方式?
 

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« 在以下问题上回复#10: 五月29,2019,05:10:50下午»
噪声是通过短路输入(选择零输入或在GND输入)测量的。然后,从大约100-1000个样本的标准偏差值计算出噪声。 可以针对几种不同的情况(略有不同的数字)进行处理:
1) 只是简单的读数(非AZ)。这会增加1 / f噪声,因此随着时间窗口的延长,噪声会变得更高。对于更长的窗口,可能必须减去漂移。
 
2) 使用两个连续读数的差(简单自动归零)。这对应于20 ms的Allan偏差。如果没有1 / f噪声,理想情况下为单个读数RMS值的1.4倍。

3)  use 3 readings as   U2-0.5 *(u1 + u3),作为一种自动归零,对零(u1和u3)进行少量过滤。与简单的AZ情况相比,该噪声应减少约15%。

读取7星彩开奖时'自己的7 V参考电压,噪声略高(大约20%)-不知道为什么。读取外部电压时,参考噪声会增加很多噪声。
快速估算1/6 峰峰值可用于RMS噪声。因此,可以从曲线上获得估计值,然后才能显示出与指数衰减之间的差异。

到目前为止,读数通常为20 ms(1 PLC)积分。如果在AZ之后没有太多相关的噪声,则简单的AZ读数是独立的,因此,预计噪声会随着积分时间的平方根下降。因此,平均10次转换的平均噪声约为1/3,平均100次转换的平均噪声约为1/10。由于温度波动等原因,在较长的时间内可能会产生稍高的噪音(1 / f型噪音增加)。 
 
以下用户对此帖子表示感谢: wolfy007, 米迪

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« 在以下方面回复#11: 五月31,2019,07:49:34上午»
我绝对必须看看更好的电阻器。目前,对于7(6)临界电阻,我有便宜的15 ppm / K级薄膜电阻器。我曾希望能有更好的性能,因为我以前使用过的100 ppm / K级的性能差不多。我可能在那里很幸运。 除增益随外部温度的漂移外,还有另一个相关问题:输入电流使电阻R1加热,从而改变增益。这为INL贡献了u³的贡献。 因此,电阻器R1可能非常重要,它必须是线性的。

对于输入端的电阻器,电阻阵列(例如4 x 50 K或8 x 20 K / 50 K)是一个很好的选择。但是参考放大有些棘手,因为这里我需要5 K-5 K和9.5-9.7 K(或10.5 K)。这不是标准阵列,并且将阵列和额外的电阻器组合在一起也不是很好。

电阻效应有解决方法。可以实时测量7星彩开奖增益。因此,顺序不仅是0 V和信号,而且是0 V -信号和7 V(原始参考)。这不是一个新主意:诸如吉时利19x系列(可能还有2001年)之类的旧式数字万用表都使用了这一功能。缺点是它减慢了测量速度并增加了一些噪声。由于我的7星彩开奖从低噪声开始并且仅以LM399参考作为参考,因此该选项还不错,特别是对于较慢的测量(例如>10 PLC)。它实际上使7星彩开奖噪声贡献增加了一倍, LM399在10 V时进行测量,但无论如何,LM399通常比7星彩开奖噪声更大,尤其是在来自基准的1 / f噪声起较大作用的情况下,积分时间更长。
除了外部温度影响之外,这还可以校正输入电阻器的一些自热。

µC部分已经包括具有3个转换序列的这种模式。此模式已在第一篇文章中用于绘图。所附的是显示加热效果的曲线。顺序是 信号-0-ref,信号为0或7V。绘制的是差ref-0的相对变化。  即使电阻稍好一些,也会产生相当大的影响(大约5-6 ppm)。

事实证明,缓冲放大器的自举电源并不像看起来那样简单。如计划所示,'s仅在振荡的边缘(寄生电容多一些pF可能会有所不同)。为了保持稳定性,从运算放大器电源到地面的电阻约为150 Ohms + 1 nF。但是,这会降低电源可以跟随的压摆率,并且在较大的跳变(例如0 V至7 V)下,在输入端几乎不会引起电流尖峰。
 

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« 在以下问题上回复#12: 五月31,2019,10:58:23上午»
+ ve和-be电阻保持在恒定V /恒定I的方式是该7星彩开奖架构的一个非常不错的功能。 如果成本不是问题,那么您可以购买优质的Vishay电阻器...

简单地使用较大的包装以减少自热是否有效?

或者,是否有热补偿的里程 R1温升?也许在两侧安装一个虚拟电阻器(Rx和Ry),以使其恒定(P(R1)+ P(Rx)+ P(Ry)?还是那疯狂的谈话?
 

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« 在以下问题上回复#13: 五月31,2019,12:56:45下午»
Q1:您是说R3或R1变热吗? R1连接到Vref +,R3来自输入缓冲器(请参见上面的原理图)。
问题2:为什么R1 / R2 / R3的值相同?
Q3:您在电源(graetz)中使用1n4148吗?这些二极管非常快,并且没有并联电容(即几nF),它们可能会在精密电路中造成混乱。

自举运算放大器振荡-在我的 "simple AFE" 模拟中我也看到了振荡。并非总是如此,而是在特定的输入电压下。我的AFE有一个运算放大器来卸载输入缓冲区(后面是低值分频器)。模拟过程中的帮助是将Q1 / 3基座上的几个nF布线到各自的电源轨。最终效果可能与您建议的相同。
« 上次编辑:2019年5月31日,下午01:18:18 »
 

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« 在以下问题上回复#14: 五月31,2019,03:55:30下午»
自发热问题是由于R3引起的/混合数字,对不起造成混淆。
具有更大的外形尺寸以减少自发热会有所帮助。我当前的电路板有足够的空间来使用精密绕线电阻器(例如Ultra Ohms)。一个人也可以使用4个电阻作为R3的2个并联电阻和2个串联电阻。 R1和R2的电流基本恒定,这样就不会出现加热问题。恒定电流还有助于参考放大器/逆变器,因此缓慢的OP07应该足够好。

我也将功率补偿作为最后的手段,尤其是对于像NOMAC这样的电阻器阵列。一个人可以为R1-R3每个串联使用2个电阻器(例如20 K),并让最后两个电阻器并联以通过5 V DAC进行功率补偿。 7星彩开奖可以根据测得的电压计算(使用表格)合适的功率。另外,使用AZ相可从5 V电源提供足够的功率。

输入部分使用快速二极管,以保持选择使用高频变压器而不是50 Hz的选择。我不'认为快速二极管是一个特殊的问题-更重要的是,慢速二极管在某些情况下会在某些情况下引起反向恢复尖峰的麻烦。目前,在使用18 V变压器的情况下,我在变压器处有额外的串联电阻以稍微降低电压,因此不会出现尖锐的电流尖峰。

R1,R2,R3的值相同,因此开关电阻(HC4053约为70欧姆)与总电阻的比例相同。这有助于保持TC匹配,否则导通电阻约6000 ppm / K的高TC可能成为问题。使用相同的电阻器,开关部分将大部分抵消。

在我的模拟中,缓冲区问题没有出现,仅在真实情况下才发生。过多加载输出绝对是一个因素。 对于仅-11 V的电压,仍然可以直接在+ -15 V上使用OPA145或OPA1641-它们的线性度还不错,在不同点上都很坚硬(OPA145 / OPA140具有更高的增益,而OPA1641具有更好的CMRR)。
 
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« 在以下问题上回复#15: 六月01,2019,09:06:01上午»
目前,PC端程序是用Turbo Pascal编写的。该软件假定在RS232中构建。因此,对于现代PC,将需要对其进行重写,例如支持USB转UART桥接器。
您可以通过打开一个名为的伪文件来从串行端口读取"COM1"/"COM2"/ ...,就像读取其他任何文件一样。这应该使您能够访问Windows支持的所有串行端口,包括USB。
波特率需要使用MODE命令或设备管理器手动设置。
 

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« 在以下回复#16: 六月02,2019,05:00:58上午»
我记得对输入电阻有用的有趣部分:SMT芯片陶瓷 热的 跳线.   也许从电阻吸收一些热量到接地层会有所帮助。 还是用它们将三个积分器输入电阻热粘合在一起?
 

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« 在以下方面回复#17: 六月02,2019,05:45:06上午»
我记得对输入电阻有用的有趣部分:SMT芯片陶瓷 热的 跳线.   也许从电阻吸收一些热量到接地层会有所帮助。 还是用它们将三个积分器输入电阻热粘合在一起?
我试图用谷歌热跳线,看起来不像它的生产  :-//。也不在数码宝贝上
otoh,我记得有一篇有关smd电阻器的vishay文章。 1206的温度约为157C / W。因此,除非器件在较大的铜平面上并联,否则就无法解决此问题(即使使用热跳线)。
超频的CPU和GPU浪费能源和时间,相对于瓦数而言,能源+计算效率低。整个有影响力的行业都在吸引用户,他们称之为"premium"但寿命短,含糊不清,更像单次使用。
 

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« 在以下方面回复#18: 六月02,2019,08:23:21上午»
对于自热问题,我看到了几个  solutions:
-使用具有较低TC且尺寸系数较大的精密线绕电阻器。我有足够的空间来放置这些内容。

-使用具有良好热耦合和TC匹配的电阻器网络。由于热耦合'重要的TC匹配
 我目前在板上有一个NOMCA电阻器网络的占用空间-只是忘了订购它们  :palm:.
 但是,这仍然留下参考比例。

-对于电阻器阵列,可以选择通过软件使用功率补偿:第4个电阻器用于保持每个阵列的总功率恒定。 µC可以计算所需的功率,并通过8位DAC输出该功率。

-像旧的Keithly 19x一样,测量每次转换的7星彩开奖增益。这是一种低成本的选择。由于7星彩开奖的噪声非常低,所以与LM399相比,额外的噪声不是很多。
 这不仅可以补偿自加热,还可以补偿由于外部温度变化而引起的变化,不仅可以补偿积分器的输入,还可以补偿参考比例。 此选项仍可与更好的电阻一起使用。

我暂时选择最新版本。因此,只是额外的测量和数学运算。

如果使用单独的电阻器,则热耦合的速度往往太慢而无济于事。热时间常数有点过大,无法确保温度相同,而不仅仅是长时间。电阻器阵列往往足够小,以使内部耦合的热时间常数小于1秒。因此,电阻元件的小尺寸也具有优势。它仍然不是完美的,但对于ppm较慢的测量来说应该足够好。对于校正方法而言,快速响应可能会是一个小问题,但延迟约为40毫秒。

可以选择使用对称参考电压(这样就不会再有+14和-13.3 V的奇数电压),而不会产生太多的额外噪声。有了良好的时间安排和锅的调整,真正不需要较小的斜率。
这使得有可能只用2个(或3个,因为LT5400在50 K中不可用)构建一个下一个版本,该阵列由4个相等的电阻组成,每个电阻均用于所有关键电阻。
 

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« 在以下问题上回复#19: 六月02,2019,10:35:13上午»
引用
我试图用谷歌热跳线,看起来不像它的生产  :-//。也不在数码宝贝上
他们是"on 要么 der":
//eu.mouser.com/Thermal-Management/Thermal-Cutoffs/_/N-5gfz?Keyword=tjc&FS=True
这些对于其他事物(例如对输入焊盘或开关焊盘进行热均衡)非常有用。
 

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« 回复#20: 六月02,2019,11:33:08上午»
早在Multislope主题中已经讨论过了,但是请允许我询问是否仍然如下所示:

您进行20ms长的测量,800个相位,每个25us(== 40kHz调制)

伪代码:

pos_phase = 0; //正REF计数器

//做800个循环,每个25us == 20ms

对于(phase_num = 0; phase_num<800; phase_num++) {
   
 1.将REFP设置为2.5us长;
 2.基于比较器输出设置REFP或REFN,如果为REFP,则为++ pos_phase;
  3. wait 10us;
 4.设置REFN为2.5us长;
 5.基于比较器输出设置REFN或REFP,如果REFP则为++ pos_phase;
  6. wait 10us;

}

result_POS = pos_phase;
result_NEG = 800-pos_phase;

比较器输出与时钟上升沿同步(即时钟= 2.5us周期)

那是正确的吗?
« 上次编辑:2019年6月2日,12:04:39 pm by 海事组织 »
 

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« 在以下回复#21: 六月02,2019,01:07:12下午»
早在Multislope主题中已经讨论过了,但是请允许我询问是否仍然如下所示:

您进行20ms长的测量,800个相位,每个25us(== 40kHz调制)

伪代码:

pos_phase = 0; //正REF计数器

//做800个循环,每个25us == 20ms

对于(phase_num = 0; phase_num<800; phase_num++) {
   
 1.将REFP设置为2.5us长;
 2.基于比较器输出设置REFP或REFN,如果为REFP,则为++ pos_phase;
  3. wait 10us;
 4.设置REFN为2.5us长;
 5.基于比较器输出设置REFN或REFP,如果REFP则为++ pos_phase;
  6. wait 10us;

}

result_POS = pos_phase;
result_NEG = 800-pos_phase;

比较器输出与时钟上升沿同步(即时钟= 2.5us周期)

那是正确的吗?

启动阶段以前是这样的。具有2个可变相位的环路看起来很吸引人,并且甚至对此具有美国专利US5200752。但是,这引起了INL问题,这使我花了相当长的时间才能找到答案。由于某些原因,两个可变阶段的效果并不完全相同(尽管短期和短期休息之间的差异可能更大)。差异仅是微小的,因此在一个周期内都没有关系,但是当从 +-至-+在非常小的电压范围内可用于数百种图形。

现在,运行变得更简单了,只有1个可变阶段和较短的固定阶段:

1微秒 固定否定参考
25.125 µs正或负,取决于比较器读数
1微秒 fixed positive reference

所以'仅795个环路,接近40 kHz。我可能需要稍作调整以使其接近20毫秒的积分时间,以改善嗡嗡声抑制。在使速度变慢之后,我还没有查看确切的数字,而25.125 µs的选择并不理想,因为要花20 ms的时间需要进行近796次循环。

带有4个比较器测试的版本仍然有未使用的代码-出于与2个测试版本失败相同的原因,它可能无法正常工作。

我刚刚看到注释和常量名称真是一团糟(我在常量上使用了重命名,并且做了一部分混乱重命名了一个不应更改的部分  :phew: :palm:)。从面包板到印刷电路板版本时,从更强的负面参考变为更强的负面参考,评论中有些困惑。
因此,我必须提供ASM程序的更新版本(主要是名称和注释的改进)。
 

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« 在以下回复#22: 六月02,2019,02:26:52下午»
..
现在,运行变得更简单了,只有1个可变阶段和较短的固定阶段:

1微秒 固定否定参考
25.125 µs正或负,取决于比较器读数
1微秒 fixed positive reference
..

喔好吧。因此,今天,最好的结果将是进行以下启动:

您进行20ms长的测量,800个相位,每个25us(== 40kHz调制)

伪代码:

pos_phase = 0; //正REF计数器

//做800个循环,每个25us == 20ms

对于(phase_num = 0; phase_num<800; phase_num++) {
   
 1.设置REFN 1us长;
 2.基于比较器输出设置REFP或REFN,如果REFP则为pos_phase ++;
  3. wait 23us;
 4.设置REFP为1us长;

}

result_POS = pos_phase;
result_NEG = 800-pos_phase;

好?

顺便说一句,仿真显示积分器在REFP / N切换后出现60mVpp纹波's的输入,稳定在〜700ns,所以1uS是我要达到的最大值。您在硬件​​中看到过类似的东西吗?

缩减:现在,除了您在各个阶段进行的各种7星彩开奖测量之外,您是否可以以与上述类似的方式来描述缩减阶段,例如从您通过上述评估的那一刻起。

1.关闭输入
2.你..
« 上次编辑:2019年6月2日,02:52:25 pm by 海事组织 »
 

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« 在以下回复#23: 六月02,2019,04:24:16下午»
在积分器输入端,我得到一个约50 mV的开关峰值,该峰值在约500 ns内衰减,因此可能比仿真快一点。最小长度为1 µs,长度确实可以在较低端,但是到目前为止,即使只有750 ns,也看不到太多的INL问题。 为了进行线性度检查,我比较了两种运行版本的结果,第二种运行速度更快,总循环长度为1/3,固定部分为750 ns。理想情况下,差异仅归因于电荷注入和常数。该测试揭示了4步模式的问题,只是它没有直接说明原因是什么。

失败是相对简单的。 µC计时器用作时钟,所以我不知道'无需在等待时间计数。伪代码中的序列如下:

将开关设置为关闭输入和正参考
从0开始计时
等待一点以获得最小长度(最小1 µs)
等待比较器为正(积分器输出为负)
将开关设置为关闭输入和负参考
T1:=  read timer1
等待比较器否定
将开关设置为关闭输入和正负基准
T2:=  read timer1
等待比较器否定
将开关设置为输入关闭,无参考  (hold state)
T3:=  read timer1
等待固定的计时器值(通过OC1A值)
启动µC内部7星彩开奖
等待7星彩开奖的采样时间(1.5 +1 7星彩开奖时钟周期)
将启动数据发送到UART缓冲区
T_pos:= T1 + T3-T2    to UART buffer
T_neg:= T3-T1到UART缓冲区
(在转换之前)将旧的7星彩开奖值读取到UART缓冲区

在当前形式下,我将对µC内部7星彩开奖再进行2次转换:首先,等待在下降结束时开始的转换。这样,数据已经存在,并且数据格式可以更简单。完成辅助通道的另一次转换后,读取平均积分器电压-这提示了与DA相关的可能错误。该部分不再需要(但仍留在那儿),因为该测试表明基本上没有与DA相关的错误。
在下次启动之前,将不再重新启动7星彩开奖进行转换。

AVR的一个弱点是7星彩开奖时钟一直在运行,并且无法轻松与此时钟同步。因此,恒定的等待时间没有太大意义,除非可以确保定时为64个周期的倍数。可以简单地从头启动7星彩开奖(可能会有一些额外的初始化延迟)。 7星彩开奖上相对较慢的放大器需要建立等待时间,而DA的快速部分也有建立时间。与传统的多斜率7星彩开奖相比,这可能是一个小优势。
 
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« 在以下回复#24: 六月02,2019,05:00:53下午»
这是我在积分器上看到的典型波纹's input.
它带有铁氧体磁珠和C17 ser R20。
我在Multislope线程中更新了.asc。

同步MCU'具有此类外部事件的7星彩开奖很困难。因此,我曾经使用带有自己的Vreference的外部12位SPI 7星彩开奖(MAX ...),而7星彩开奖是直接由FPGA驱动的。实际的7星彩开奖 Verilog代码和FPGA资源很小。
 


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